在许多数字集成电路中都要用到（RTC , Real Time Clock） 电路，而保证RTC 作业计时精确的要害部分便是32.756kHz 的晶体振动电路。

  传统的RTC 电路是选用反相器对晶振发生的波形做整形，所用起振时刻需求几个ms ,假如用过多的反相器会加大电路功耗。本文提出一种用晶体起振电路模型和比较器建立的晶振电路，晶振模型部分用于发生32. 768kHz的正弦波，比较器部分将波形整形为终究需求的时钟波形。可是本文中所介绍的整个晶振电路的起振时刻只需求几个s ,并且电路所需静态电流少，耗功率小，地图所占面积也小。整个电路用依据Hspice 做了仿真，验证了电路各参数的精确性及电路的可完成性，并已成功流片并用于依据0. 18m 工艺下的某系列音频芯片中，为其供给实时时钟。

  图1 所示为振动电路结构结构，将晶振模型发生的正弦信号IN 和OUT 作为输入，进入比较器比较后，发生安稳的32k 时钟波形。

  图2 所示是晶振部分所用的详细电路，其间，R1 , C1 ,L1 , Cp 是晶体的等效模型电路。R1 是晶体的等效串联电阻，其值表明晶体的丢失，L1 , C1 别离为晶体的等效串联电感和电容，这两个值决议晶体的振动频率为32. 785kHz （ f = 1P2pi LC） , Cp 是晶体输入输出引脚间的电容，其值为5 p , Cl1 , Cl2 是晶体的负载电容。图2 中NMOS管M1 作为一个单级反相放大器经过晶振等效电路构成正反馈，然后和栅源（ G , S） ,漏源（ D , S） 之间的两个负载电容一同构成Pierce 振动电路的结构。Ribias 和Rg 为NMOS管供给偏置电压。该晶振部分电路在满意巴克豪林原则的条件下能够振动。

  以下经过负阻的视点来剖析电路的作业原理，图3 所示为晶振部分等效串联谐振电路，其间NMOS 管M1 和Cl1 , Cl2 的阻抗能够等效为：

  其详细等效办法为： 设流进OUT 点的电流为I ,Ribias 两头的电压为V ,NMOS 管上的漏电流为gmVIN ,则：

  假如要坚持电路振动，一定要坚持Zc 的实部与R1 之和是零或许负值，这就对gm 的值提出了要求。

  依据上述条件设定晶振部分电路各器材参数，以满意晶振起振条件后，晶振输入输出端XIN 和XOUT 别离会发生相位相反的正弦信号。

  电路中的比较器电路结构如图4 所示，晶振发生的两个起伏持平相位相反的信号作为输入进入比较器输入。

  M1 - M4 构成伪电流源差分放大器，M5 和M6用来进步输入管M3 和M4 的gm ,M7 和M8 是用输出电压作为其栅极电压，然后操控M3 和M4 的衔接与否。当V IN VOUT时，M3 的漏电流大于M4 上的漏电流，而M1上的电流镜像到M2上，所以M2上的电流大于M4 上的电流，剩余的电流将流进反相器1 ,因为反相器的输入电容，电流转化成电压，此刻能够以为是数字高电平1 ,那么输出也即为高电平，M7管导通，M5 添加了M3 的gm ,进一步添加反相器1的输入电压，然后使得输出高电平更安稳；反之，当V IN VOUT时，M3 的漏电流小于M4 上的漏电流，相同M1 上的电流镜像到M2 上，所以M2 上的电流小于M4 上的电流，因而反相器1 的输入电容放电弥补这部分电流，此刻能够以为反相器1 的输入电压是数字低电平0 ,那么输出也即为低电平，M8 管导通，M6 添加了M4 的gm ,然后将反相器1 的输入电压下拉至更低电平，然后使得输出低电平更安稳。

  因为比较器电路的输入电阻趋于无穷大，所用工艺下输入电容数量级为f F , 因而整个电路与晶振电路衔接时不会对晶振电路形成影响。

  其间Id （M4） 是M4 管的漏电流，因为电路采纳的伪电流源的结构，所以M4 管的漏电流答应很大，所以使得比较器的传输时延能够很短。